一进课堂我就指出,由于晶体管是一种单象限器件,我们首先需要将它偏置在有源区域中的一个合适的工作点。“你爱咋说就咋说吧”,学生们似乎在用无声的语言应付我。

接着我们必须保持工作点的变化足够小,以确保小信号近似法有效。同样,大家的反应仍然是“你爱咋说就咋说吧”。最后,我们必须用电容进行交流耦合和去耦。现在甚至连“你爱咋说就咋说吧”的反应都没有了。我试图通过粗略地分析图1所示的电路来证明上述观点,但意识到我的努力是多么的无意义,只好无奈地说,今天的课就到这儿吧。

学生们齐刷刷地站起来,翻看着手机里的短信,还没等我拿到黑板擦并转过身来说再见,他们就一窝蜂地走了……

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图1:不应该在开春第一天讨论的电路。

看着空荡荡的教室,我寻思:如果晶体管是四象限器件而不是单象限器件,我的教学和学生的学习将会变得多么容易。目前没有这样的器件,但是我们可以用一些晶体管来进行模拟。

伪理想的双极结型晶体管

双极结型晶体管(BJT)是一种常开器件,要求基极-发射极电压下降0.6-0.7V才能抽取足够的电流。我们喜欢用图2a所示的npn BJT,一旦将vB提高到0V以上,这种BJT就会抽取明显的电流。用射极跟随器Q3的E-B压降补偿Q1的B-E压降可以满足这个要求,如图2b所示。忽略基极电流,可以得到:

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图2:对理想晶体管的逐步探索。

其中Is1和Is3是饱和电流,假设它们相等,VT是热电压。

为了确保围绕vB=0的对称操作,我们需要用图2c中的Q2-Q4对补偿Q1-Q3对。再次假设饱和电流相匹配,同时忽略基极电流,可以得到公式(1)的对称表达式:

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最后,为了完成对伪理想BJT的探索,我们需要接受差异。

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图3:最后一步,形成四象限晶体管,同时显示了一种电路符号。

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我们通过将两个电流反射镜的输出连接在一起来完成这个任务,图3的示例是威尔逊电流反射镜。Q5-Q6-Q7反射镜复制iC1,并将iC1引入输出节点,而Q8-Q9-Q10反射镜复制iC2,然后从输出节点吸收iC2。在vB=0时,公式(3)的指数相互抵消,使iC=0。当vB>0时,iC1占优势,导致iC>0,而当vB < 0时,iC2占优势,导致iC < 0。很明显,这个电路允许完整的四象限操作。另外,鉴于Q3和Q4射极跟随器提供的达灵顿功能,该电路具有高输入阻抗,它同时还因威尔逊反射镜而具有高输出阻抗。

这种伪理想BJT其实已经面世很长一段时间了。它曾被称为饱和电抗器、宏晶体管、钻石晶体管和电流传送器II+,也有IC形式的OPA861。图4表明,如果图1中的放大器用饱和电抗器实现的话,会是多么简单。注意,图1中的放大器提供信号反相功能,而图3中的放大器是非反相类型。

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图4:用饱和电抗器实现的共发射极放大器。

电流反馈放大器(CFA)

众所周知,使用负反馈技术可以极大地扩展放大器的应用范围,基于饱和电抗器的放大器也不例外。由于饱和电抗器具有高输出阻抗,因此需要使用一个输出缓冲器来防止被反馈网络加载。这就形成了图5的电路,其中由Q11到Q14组成的输出缓冲器与输入缓冲器Q1到Q4非常类似。这个电路被称为电流反馈放大器,它同样已经面世很长时间了,在某些高速应用中可替代传统的运放。普通BJT是通过将集电极和基极之间的反馈网络连接起来配置反馈操作,饱和电抗器的非反相特性则要求反馈网络连接在(缓冲的)集电极和发射极之间,也就是图5所示的vO和vN节点之间。

为了研究反馈操作原理,参考图6a所示简化后的等效电路,图中明确地显示了C节点到地之间的净阻抗zc(因为很快会变得清晰,所以C节点也被称为增益节点)。针对第一近似值,zc可以用电阻Rc并联电容Cc来建模,因此扩展为:

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一般来说,Rc在105~106Ω范围内,Cc在pF范围内。由于外部网络造成的任何失衡电流In都将被C节点处的威尔逊反射镜所复制,从而得到:

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图5:使用输出缓冲器将饱和电抗器转换为电流反馈放大器。

接下来看一看图6b中典型的反馈互连,将电流集中到Vn节点可以得到:

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令Vn=Vp=Vi,求解In,然后代入到公式(5)就能得到闭环电压增益:

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图6(a):简化的电流反馈放大器等效电路;(b):电流反馈放大器符号和作为同相放大器的负反馈操作的互连电路。

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在精心设计的电路中,R2的值大约为103Ω,因此当Rc在105~106Ω范围内时,我们可以忽略直流时的R2/zc项,并确定在低频时A倾向于大家熟悉的运放表达式:

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与普通运放(也称为电压反馈放大器或VFA)相比,电流反馈放大器的优点是快速动态变化。公式(6)表明这个电路的环路增益为:

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因此闭环带宽由|zc|=R2点的频率给出,这个频率也称为交叉频率fx。只要R2 << Rc,这个频率就等于fx=1/(2πR2Cc)。当R2近似于103Ω,Cc近似于10–12F时,fx大约是108Hz。请注意,fx取决于R2,与R1无关。与fx反比于噪声增益1+R2/R1的电压反馈放大器相比,电流反馈放大器的fx似乎独立于噪声增益。电流反馈放大器的另外一个动态优势是不受摆率限制的影响,因为Cc直接受输入缓冲器的驱动,而输入缓冲器实际上可以提供任何电流来实现Cc的快速充放电。

回到电压反馈放大器(VFA)

不得不承认,我们已经习惯了电压反馈放大器,在输入端子间直接出现缓冲器会让我们很不舒服(这是我第一次碰到电流反馈放大器时的真实感觉)。诚然,电流反馈放大器的快速动态变化非常吸引人……有没有可能,将电流反馈放大器修改成电压反馈放大器,并保留原始电流反馈放大器的一些动态优势?这个问题也在很早以前就解决了,方法是增加第三个电压缓冲器(见图7的Q15-Q16-Q17-Q18),将节点vN转换为高阻输入,并在第一个缓冲器的输出端之间增加一个电阻R,这个新的缓冲器可以产生上文提到的iN控制电流。

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图7:由电流反馈放大器派生出来的电压反馈放大器。

现在来分析这个电路,考虑流经R的电流,假设从左流到右,值为(Vp–Vn)/R。电流反射镜将这个电流传送到增益节点C,并在此节点产生电压zc(Vp–Vn)/R。这个电压再经缓冲输出到输出节点,得到Vo,因此开环电压增益为:

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这里用到了公式(4)。同样,在一个精心设计的电路中,R << Rc,意味着a有大的直流值。由于其固有的快速电流模式操作,这种运放类型特别适合高速应用。常见的例子是LT1363-70MHz、1000V/µs运放。

总结

在寻求理想晶体管的过程中,我们重新发现了一些早已存在的电路。这提醒我们:当你想要发明什么时,是不是要先想想这样一句格言,“每一样可以被发明的东西早就已经发明了”?

本文原文刊登在EDN美国网站,参考链接 Quest for the Ideal Transistor?

《电子技术设计》2017年12月刊版权所有,转载请注明来源及链接。

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