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如何设计高压DCM反相电荷泵转换器

2019-06-18 John Betten 阅读:
在高级驾驶辅助系统、声纳应用超声波换能器以及通信设备中,都需要用到小电流、负高压来偏置传感器,反激式转换器、Cuk转换器和反相降压-升压转换器都是可能的解决方案。本设计实例详细介绍了转换器的工作原理,它将单个电感器与以非连续导通模式(DCM)工作的反相电荷泵结合起来,与接地参考升压控制器配合使用,以较低的系统成本产生较大的负输出电压。

在高级驾驶辅助系统、声纳应用超声波换能器以及通信设备中,都需要用到小电流、负高压来偏置传感器。反激式转换器、Cuk转换器和反相降压-升压转换器都是可能的解决方案,但是会受到一些不利因素的影响,如变压器(反激和Cuk)庞大笨重,或控制器的输入电压额定值(反相降压-升压)限制了其最大负电压。本文将详细介绍转换器的工作原理,它将单个电感器与以非连续导通模式(DCM)工作的反相电荷泵结合起来。与接地参考升压控制器配合使用,可以以较低的系统成本产生较大的负输出电压。9p1ednc

图1显示了简化的功率级原理图。请注意,此原理图与传统的反相降压-升压转换器不同,后者的控制器在VIN和−VOUT之间“浮动”。在那种转换器中,可实现的最大−VOUT是控制器的最大VCC减去最大输入电压。这样的话就几乎不可能找到一种控制器能够驱动输出电压为-100V或更高的N沟道场效应晶体管。9p1ednc

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图1:电感驱动反相电荷泵的简化功率级。9p1ednc

电路的工作可分为三个阶段(如图2)。在第一个阶段,FET在占空比(d)期间导通,它在电感器上施加VIN,允许电流从零上升,从而存储能量。然而,在前一个周期中,C1(其保持大约等于VOUT的电压)耗尽了其过量存储的能量,反向偏置了D1和D2。这就是D1、D2和C1未在此阶段显示的原因。C2提供所有负载电流。9p1ednc

在下一个阶段d’中,FET关断,电感电流开始放电,导致其电压极性反转。这大大增加了节点VFET处的电压,允许C1通过D1充电。在此阶段,电流倾降,直至D1关断。然而,由于D1的反向恢复特性,电流在最终关断之前变为反向,此时电感器电流斜率改变并且其电压极性再次反转。9p1ednc

第三个阶段d'',能量从C1传递到C2。当D1停止导通时,由于VFET节点电压被强制接地(通过FET体二极管的电流通路),电感器电压被钳位到VIN。电流流过D2,直到C1和C2两端的电压相等,但通过FET体二极管的电流会持续直到电感电流减小到零。此时,电感器两端的电压崩溃,电路产生寄生效应,直到FET再次导通。9p1ednc

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图2:DCM工作模式的三个阶段。9p1ednc

图3详细介绍了关键电压和电流的波形。DCM工作模式允许尽可能小的电感,但可以有较高的峰值电流。DCM工作模式的电感在最大占空比、最小VIN和满载时确定。按照控制器数据表仔细检查最大占空比,通常可以选择60%~90%,否则可能发生脉冲跳跃。较大的电感会使工作进入连续导通模式(CCM),因为在下一个开关周期之前电流不会返回到零。这样,所用的电感可能比所需的要大,因此要加倍小心以防止次谐波振荡。9p1ednc

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图3:DCM中的关键电路波形。9p1ednc

设计公式

对于DCM工作模式,公式1很好地阐释了电感器如何存储能量:9p1ednc

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其中ipk是峰值电感电流,η是转换器效率。峰值电感电流等于公式2:9p1ednc
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由以下两个公式:9p1ednc

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得到占空比(d):9p1ednc

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由于VIN是FET导通时电感两端的电压,而ipk是占空比d结束时的电感电流,因此将公式2代入公式3得到公式4和5:9p1ednc

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在d'阶段,平均负载电流由公式6和7中的几何关系确定:9p1ednc

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将公式2代入公式7得到公式8:9p1ednc

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该周期的剩余期间定义为d'',这时能量转移到C2并且剩余的电感电流放电到零(公式9):9p1ednc

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图4是利用倍压器实现该转换器的原理图示例,其中允许每个功率级元件的电压应力等于满输出电压的一半。这使得组件的选择更加广泛。在这个应用中,计算出的电感就好像输出电压只有一半,而负载电流为两倍。9p1ednc

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图4:带倍压器和电平转换电流镜的电感驱动反相电荷泵示意图。9p1ednc

该转换器提供小型单电感器解决方案,用于产生较大的负电压。此外,它允许使用低成本接地参考升压控制器来驱动N沟道FET。9p1ednc

(原文刊登于ASPENCORE旗下EDN英文网站,参考链接:How to design a high-voltage DCM inverting charge pump converter。)9p1ednc

本文为《电子技术设计》2019年6月刊杂志文章。9p1ednc

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