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为什么放大器GBP如此令人困惑?

2020-04-03 14:22:54 Michael Steffes 阅读:
在近50年的电压反馈放大器(VFA)的推广中,一项关键指标就是增益带宽积(GBP)。随着时间的推移,不同开发团体因为误解而产生的数字可能与原始定义产生偏离。使仿真模型与数据手册保持一致从来都不是一件易事,但其中的一些部分也会包含在内。

在近50年的电压反馈放大器(VFA)的推广中,一项关键指标就是增益带宽积(GBP)。随着时间的推移,不同开发团体因为误解而产生的数字可能与原始定义产生偏离。使仿真模型与数据手册保持一致从来都不是一件易事,但其中的一些部分也会包含在内。在推断出真实的GBP后,又该如何利用它来为特定的低通有源滤波器设计设置所需的GBP裕量呢?这个问题将在下一篇文章中探讨。7Clednc

误导性的GBP数据

大多数设计人员都是从下面这个简单的概念开始:对于具有一定GBP的VFA来说,若使用简单的外部电阻反馈和增益设置元件(或仅用直接反馈连接,这时的增益为+1V/V),则所得到的小信号带宽(SSBW)就等于GBP除以噪声增益(NG)。这个概念正确有两个前提条件:7Clednc

1. 所报告的GBP正确。7Clednc

2. 与单极点系统中一样,在环路增益(LG)= 0dB的交越点处,相位裕度为90°。7Clednc

这两点假设都很可疑。随着时间的过去,数据手册报告的GBP中已悄悄混入了各种误差。最常见的一种方法是将AOL = 0dB的频率当作GBP报告——在这种情况下,由于高阶极点的作用,其在频率上的位置会从真实的单极点AOL 0dB投影交越点拉回。OPA134(参考文献1)这款老器件最近进行了模型更新,在图1中阐述了这种效果。这一仿真得到的AOL增益和相位与数据手册(参考文献1中的图9)非常匹配。这里对输出仪表进行了旋转,报告的不是相移,而是直接报告相位裕度。7Clednc

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图1:开环增益和相位仿真得到9.7MHz GBP和7.8MHz AOL = 0dB交越点。7Clednc

对于大多数单位增益稳定器件来说,一种获得“真实”GBP的简单方法是在40dB AOL频率上乘以100。对于OPA134,其值为9.7MHz,而高频极点(注意,从大于1MHz的相移可以看出)将AOL = 0dB的交越点拉回到7.8MHz——这与数据手册中报告的8MHz GBP接近。获得“真实”的GBP有多种原因。最基本的原因是,当增益变得很高而产生90°相位裕度时,可以预测闭环F-3dB。例如,如图2所示,在增益为-99V/V(NG = 100V/V)时,闭环响应F-3dB确实如使用“真实”GBP所预测的那样为97kHz。7Clednc

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图2:100V/V噪声增益的闭环响应,显示实际得到的GBP = 9.7MHz。7Clednc

以较低的相位裕度获得较低的增益,实际上可以将F-3dB带宽扩展到远远超过甚至使用“真实”GBP所能预测的范围。对波特图分析的经典处理(参考文献2)只能用GBP除以NG来预测闭环F-3dB7Clednc

长期以来,基准测试一直以“低相位裕度带宽扩展”的模糊说法来驳斥这一点。最近的分析对图3所示的二阶LG系统给出了更为有用的关系。这条曲线正确地从1倍乘数开始,相角为90°。往左移到较低的相位裕度,它迅速上升到1.6倍乘数,而低于许多设计中常用的65°至60°的标称相位裕度。然后,当相位裕度移至35°以下时,它渐近至1.57倍乘数。随着这种情况的发生,当相位裕度移至65.5°(Butterworth,最大平坦度)以下时,响应峰值也会增加(参考文献3中的图2)。7Clednc

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图3:此二阶分析显示了SSBW扩展与LG = 0dB交越点处相位裕度的关系。7Clednc

使用OPA134作为单位增益跟随器,会得出与图1所示AOL曲线相同的LG曲线。在那里,7.8MHz LG = 0dB的交越点处有53°的相位裕度。这将产生(使用图3)1.61×7.8MHz = 12.6MHz F-3dB,在小信号响应中出现约1dB的峰值(参考文献3中的图2)。图4中实际的单位增益仿真响应与此几乎匹配,具有1.78dB峰值和F-3dB = 13.6MHz。7Clednc

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图4:OPA134的单位增益缓冲器仿真得到1.8dB峰值和13.6MHz F-3dB7Clednc

有了“真实的”GBP后,就可以正确估计较高增益下的SSBW。只使用“真实”的GBP和NG,不可能准确估算出低增益、低相位裕度条件。但是图3可以通过使用LG仿真,提取所得LG = 0dB的交越频率和交越点处的相位裕度,而对此提供帮助。即使使用这个更新的TINA模型,对开环到闭环响应有了更好的了解,OPA134数据手册中的闭环响应曲线(图5)仍然令人困惑。7Clednc

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图5:OPA134数据手册中的闭环响应曲线(参考文献1中的图10),显示与图4的仿真相比,具有非常低的单位增益带宽。7Clednc

100V/V F-3dB的增益与“真实”GBP所预测的(以及图2)相符,但是单位增益SSBW似乎很低,并且完全不匹配。这个报告曲线可能由于使用过高的输出测试电平,受到带宽限制,而达到了压摆极限。如果使用4MHz F-3dB和50V/μs压摆率来求解隐含VOPP,则可以得出推定测试电平为4VPP。数据手册中没有足够的信息来解决这个问题,但是很可能更低的测试电平(例如100mVPP)会更紧密地匹配图4中的新模型响应。7Clednc

许多常见的运算放大器设计流程都需要“真实”的GBP来进行准确的设计。其中包括互阻抗设计(参考文献3)、使用非完全补偿VFA的低增益反相补偿(参考文献4),以及下一篇文章中将会考虑的有源滤波器设计。在没有使用图1的方法验证仿真模型“真实”GBP的情况下,请不要过多涉足这些设计。7Clednc

参考文献

  1. TI OPA134, “SoundPlusTM High Performance Audio Operational Amplifier” http://www.ti.com/lit/ds/symlink/opa134.pdf
  2. Burr Brown application note “Feedback Plots Define Op Amp AC Performance” Jerry Graeme, 1991, http://www.ti.com/lit/an/sboa015/sboa015.pdf
  3. Planet Analog article “Stability Issues for High Speed Amplifiers: Introductory Background and Improved Analysis, Insight #5”, Michael Steffes, Feb. 3, 2019, https://www.planetanalog.com/author.asp?section_id=3404&doc_id=565056&
  4. EDN article “Unique compensation technique tames high bandwidth voltage feedback op amps”, Michael Steffes, Feb. 27, 2019, https://www.edn.com/design/analog/4461648/Unique-compensation-technique-tames-high-bandwidth-voltage-feedback-opamps

(原文刊登于EDN美国版,参考链接:Why is amplifier GBP so Confusing?7Clednc

本文为《电子技术设计》2020年4月刊杂志文章,版权所有,禁止转载。免费杂志订阅申请点击这里7Clednc

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