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音频功率放大器的温度漂移补偿

2020-05-14 Federico Coppede 阅读:
音频功率放大器的温度漂移补偿
本文介绍的技术可以补偿直接耦合AB类音频功率放大器输出中的DC电压漂移。直接耦合输出的主要好处是改善了低音响应。由于该设计省去了隔直电容器,因此其低频传输特性得到了显著改善。

本文介绍的技术可以补偿直接耦合AB类音频功率放大器输出中的DC电压漂移。aAEednc

直接耦合输出的主要好处是改善了低音响应。由于该设计省去了隔直电容器,因此其低频传输特性得到了显著改善。aAEednc

图1给出了一个电容器耦合输出,其低频截止频率由负载(通常为8Ω)和电容器Cc所决定。在这个例子中,电容器Cc可阻止输出中出现任何的DC偏移。aAEednc

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图1:电容器耦合输出的低频截止频率由负载、电容器Cc和输出网络所决定。aAEednc

直接耦合输出则不是这种情况(图2)。其低频截止频率不受输出限制,因此前级的任何波动都会引起DC值波动,从而导致DC电流流经负载(扬声器)。除了会降低放大器的动态范围和总谐波失真(THD)之外,这也是有时在打开或关闭分立音频放大器时会听到“喀哒”声的原因。aAEednc

aAEednc

图2:直接耦合输出的低频截止频率不受输出限制。aAEednc

为了纠正这个问题,下面将首先进行深入分析,了解分立双极结型晶体管(BJT)音频放大器DC偏移背后的原因。接下来将设计一种方法来消除或至少减轻这个问题。aAEednc

首先,建立一个简单的放大器模型,包括主要的级(图3)。aAEednc

aAEednc

图3:放大器的简单模型。aAEednc

顾名思义,VAS(电压放大器级)这个系统元件,是用于放大来自输入的信号,从而通过驱动器级(通常是共射极)驱动AB级。驱动器连接到AB级,即一个互补式射极跟随器,可提供高电流增益。最后,负反馈环路(对VAS级的增益产生影响)使整个系统成为线性并稳定。aAEednc

VAS级通常使用差分放大器架构来设计,其一侧接收输入信号,另一侧接收负反馈信号。为了简单起见,这里用一个运算放大器代替VAS(仅用于说明偏移问题),分析各级和偏移之间的关系——下文会通过数学进行更多讨论。aAEednc

aAEednc

图4:VAS和驱动器的简化模型,可提供有关输出DC偏移的重要了解。aAEednc

图4给出了简化的VAS和驱动器。这个简单模型可以为我们提供有关输出DC偏移的重要了解。R1和R2形成局部负反馈,而Rf1和Rf2则形成全局负反馈网络。驱动器通常为一个共射极级,可产生负增益-G。因为射极跟随器的电压增益约为-1,所以为简单起见,这里将AB级忽略。aAEednc

VAS增益由R1和R2之间的关系,R2≫R1,和Va1=Va2=Va确定。驱动器增益非常高,因此整个放大器增益取决于Rf1和Rf2之间的关系:aAEednc

(Vin-Va)/R1=(Va-Vo’)/R2aAEednc

Va=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)aAEednc

替换Va,运算后得到:aAEednc

Vin=Vo×[Rf2/(Rf2+Rf1)×(R1+R2)/R2+R1/(G×R2)]aAEednc

(R1+R2)/R2≅1     R1/(G×R2)≅0aAEednc

Vo=Vin×(Rf2+Rf1)/Rf1  (1)aAEednc

这个结论给人印象不深,因此,下面来分析一下输入接地时,Vo与驱动器输入上的电压Vo’之间的关系:aAEednc

Va1=Vo’×R1/(R2+R1)      Va2=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)      Va1=Va2aAEednc

Vo= Vo’×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2  (2)aAEednc

最后一个方程式由于显示了驱动器级的DC电压和放大器的输出DC电压之间的关系,表明Vo’发生较小波动,会在Vo中产生较大的偏移,因此非常重要。aAEednc

如前所述,驱动器级通常由一个简单的共射极级(图1中的Q3)和一个小电阻器(Rpol,用于确定所需的基极至发射极电压)组成。这个晶体管为输出晶体管提供基极电流,因此这一级的集电极电流在毫安范围内并不罕见。aAEednc

现在暂时忽略温度的影响,因此,当第一次打开电路时,要先对VAS校准,使输出DC电压处于VCC和VEE的中间,也就是0V。如果未施加任何信号,则由于AB级是个电压跟随器(共集电极),驱动器晶体管Q3承受大部分VEE电压(VEE-VBE),Q3上流过偏置电流IBias,因此Q3消耗的功率近似为:aAEednc

PQ3≅VEE×IBiasaAEednc

这个功率会使Q3发热,并且这个热量会以-2.2mV/℃的已知速率使该器件的Vbe发生改变,从而改变先前调整的输出DC电压。aAEednc

如果晶体管开始发热,例如比环境温度高40℃,则其Vbe将下降约88mV。aAEednc

正是晶体管温度升高时出现的这个较小Vbe的要求,使VAS输出处的Vo’(前面解释过这个电压)相应地发生变化,从而在输出处产生DC电压漂移。aAEednc

一个真实例子

图5中的电路说明了到目前为止所解释过的内容。aAEednc

aAEednc

图5:该电路的一阶现实实现。aAEednc

为了保持较低的偏移,将Vo’设置为尽可能接近零非常方便。这就是Rset的目的,它代表多圈微调电位器。aAEednc

这里,基极电压和Vo’之间的关系为:aAEednc

Vo’=Vbase×(Rpol+Rset)/RpolaAEednc

因此,基于基射电压变化的输出电压漂移为:aAEednc

Vo=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2  (3)aAEednc

通过这个方程式,如果给元件分配数值(取自真实放大器),则可以计算出每℃变化下,输出电压将变化多少,例如:aAEednc

Vo=-2.2mV/℃×(120+4K)/120×470/(15K+470)×(2K2+10K)/2K2aAEednc

Vo=-12.8mV/℃aAEednc

PQ3≅24V×5mA=0.12WaAEednc

假设Q3采用TO92封装。在这种情况下,可以使用这种封装的结至环境热阻来计算结温增量:aAEednc

Rθja=200℃/WaAEednc

Δtemp=200℃/W×0.12W=24℃aAEednc

ΔVo=24℃×(-12.8mV/℃)aAEednc

ΔVo=-305mVaAEednc

总之,如果不采用补偿,则输出将漂移约305mV。这仅考虑了晶体管的自热效应。如果环境温度由于任何原因升高,则这个偏移量可能会增加。aAEednc

如何减轻这种影响

Q3的基射电压由Rpol确定,因此一种补偿Vbe电压变化的方法,是使Rpol以某种方式遵循这一变化。这可以通过对晶体管所连的Rpol使用与温度相关的电阻器(如热敏电阻)来实现。由于Vbe的变化率为负,因此热敏电阻必须为负温度系数(NTC)。aAEednc

下面来计算Rpol所需的热系数。aAEednc

IRpol(可以认为是恒定的)流过Rpol,并且Vbe等于VRpolaAEednc

Rpol=Vbe/IRpolaAEednc

(dRpol)/(dVbe)=1/IRpolaAEednc

∆Rpol=1/IRpol×∆VbeaAEednc

在这个示例中,Rpol=120Ω,IRpol =5.6mA,因此:aAEednc

∆Rpol=1/5.6mA×(-2.2mV/(℃))aAEednc

∆Rpol=-0.4Ω/(℃)aAEednc

我们需要找到的热敏电阻,要在25℃时具有这样的精确热系数和电阻值。由于大多数NTC热敏电阻的温度系数更高,这不可能实现,因此解决方案是将一个或多个较高数值的热敏电阻与Rpol并联。aAEednc

下面这个方程式模拟了热敏电阻的温度相关性:aAEednc

Rth=Rth0×eB(1/T-1/T0),aAEednc

其中,Rth0是(需要计算的)环境温度下的热敏电阻;B是个参数,通常为3400K;T是绝对温度;T0是环境温度,约为298.16K。aAEednc

因此,环境温度下的斜率可以通过下式计算:aAEednc

(dRth)/dT=(-B×Rth0×eB(1/T-1/T0)/T2)aAEednc

下面就是每℃的电阻变化率:aAEednc

(dRth)/dT=-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)]aAEednc

将热敏电阻与Rpol并联:aAEednc

R||=(Rth×Rpol)/(Rth+Rpol),aAEednc

并且:aAEednc

dR||/dRth=Rpol2/(Rth0+Rpol)2aAEednc

这样就得到了并联电阻的变化:aAEednc

∆R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×∆RthaAEednc

然后将每℃的热敏电阻电阻增量代入:aAEednc

∆R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])aAEednc

现在就可以对这个正在分析的示例计算出Rth0aAEednc

-0.4Ω/(℃)=1202/(Rth0+120)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])aAEednc

Rth0=1.12kΩaAEednc

考虑到实用性,可以将热敏电阻的值取整至1.2kΩ。aAEednc

注意事项

热敏电阻应比晶体管小得多,因此热敏电阻的温度会等于或非常接近晶体管外壳的温度。这也会减少热惯性,使系统更快地达到稳态。应使用热粘合剂将热敏电阻连接到晶体管外壳。aAEednc

概念测试

为了确定这个概念对电路真实行为建模的准确性,我构造了一个测试电路。由于没有1.2kΩ的热敏电阻(NTC 0402),我并联了8个10kΩ的热敏电阻(0402 Murata NCP15XH103D03RC)(图6),以产生非常相似的值(1250Ω)。请注意,并联连接热敏电阻不会改变我们计算出的温度系数。aAEednc

aAEednc

图6:将八个10kΩ热敏电阻并联制成1.25kΩ热敏电阻。aAEednc

然后,我使用热粘合剂将传感器连接到Q3的平坦侧,并将其与Rpol(是个SMD电阻器,位于电路板的另一侧)并联(图7)。aAEednc

aAEednc

图7:将图6中所示的热敏电阻与Q3热粘合。aAEednc

最后,在图8中可以看到在连接(橙色线)和未连接(蓝色线)热敏电阻的情况下的输出电压漂移——这里经过大约2分钟后达到稳态。aAEednc

aAEednc

图8:连接(橙色线)和未连接(蓝色线)热敏电阻时的输出电压漂移。aAEednc

电路的补偿响应(橙色线)比未补偿响应(蓝色线)要平坦得多,这表明补偿在起作用。斜率为负可能表示它有点补偿过了,但这不是问题,因为直流漂移仍然很小。aAEednc

还值得一提的是,我们在25℃下计算了所需的温度系数,但热敏电阻不是线性的。这表明温度系数在整个范围内不是恒定的。但是,由于补偿只需要在有限的温度范围内工作,因此可以忽略热敏电阻的非线性。aAEednc

(原文刊登于EDN美国版,参考链接:Temperature drift compensation for audio power amplifiersaAEednc

本文为《电子技术设计》2020年5月刊杂志文章,版权所有,禁止转载。免费杂志订阅申请点击这里aAEednc

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