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如何在电压控制电路中使用FET(第三部分)

时间:2018-10-09 作者:Ron Quan 阅读:
第三部分将介绍如何通过降低漏源极电压来实现FET调制器电路和可变增益放大器(VGA)设计。

在本系列的第一部分第二部分中,控制电压由电位计的直流电压提供。然而,这种控制电压可能包含DC偏压和AC信号,引起诸如已调幅信号的时变增益信号。第三部分将介绍如何通过降低漏源极电压来实现FET调制器电路和可变增益放大器(VGA)设计。

FET调制器电路

在前面的图3~17中,如果我们用AC信号加DC偏置信号替换电位器VR1,压控衰减器就成为幅度调制器电路。例如,在图15(P沟道MOSFET)中,如果输入信号Vin是高频载波信号和VR1的信号,Vcont被替换为负DC偏置信号加上低频正弦波信号,那么输出信号Vout将具有已调幅载波信号,如图18所示。

注意:纵轴表示幅度,横轴表示图18、19、20、22中的时间。

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图18:已调幅(高频)载波信号及其低频正弦波调制信号。

图15有一个P沟道MOSFET,当栅极电压接近0V时,漏源极电阻增加,使压控衰减器能够以最小衰减将输入信号传递到输出。注意,在正弦波的正峰值中,幅度调制信号处于其最大幅度。

相反地,如果P沟道MOSFET的栅极电压变得更负,则漏极和源极之间导通更好或电阻更小。因此会导致最大衰减,在输出端产生最小已调幅信号。现在观察到当低频正弦波处于负峰值时,已调幅信号最小。

我们可以将已调幅高频载波cos(2πft)信号表示为:

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其中:

m(t) = 调制信号(如低频信号)

f = “载波”信号的频率

此外,由于[1+m(t)] ≥ 0,cos(2πft)乘以一个非负数可以确保不发生相位反转或高频载波信号的反转。

例如,标准广播幅度调制信号如图18所示,其中高频载波信号总是具有看起来像低频调制信号的包络。

标准类型的幅度调制还有其它一些应用场景,包括用于颤音的音乐摇摆效果,以及用于音频幅度压缩的自动增益控制放大器(不要与由压缩算法产生的数据速率降低混淆)。

现在我们来看看另一种类型的幅度调制器,其特点是“纯”乘法。

[m(t)]cos(2πft) = 双边带抑制载波信号    (13)

图19显示了倍增载波信号或双边带抑制载波的已调幅信号

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图19:一个倍增载波信号,其下方有调制正弦波。

请注意,倍增载波信号并没有完全像图18中那样的可识别的包络。图20进一步显示了载波信号相位的关系。

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图20:恒定幅度载波信号高于倍增载波信号,其调制低频正弦波叠加。

仔细观察可以注意到,当低频调制信号处于负循环时,高频已调载波信号的相位会反转。在原点轴,调制信号处于正周期,已调幅波形与上面的载波信号同相。

制作模拟乘法器电路比基本的标准幅度调制器电路稍微复杂一些,比如在图15中,就包括DC偏置电压以及Vcont的AC调制信号。模拟乘法器电路通常需要将两个基本的标准调制器电路组合起来,第二个电路需要反转其载波和调制信号。

我们看看这是如何实现的:

[1+m(t)]cos(2πft) = AM信号#1

对于第二个AM信号,我们反转m(t)和载波信号cos(2πft)的相位,使得:

[1-m(t)](-1)cos(2πft) = AM信号#2

这相当于:

[-1+m(t)]cos(2πft) = AM信号#2

让我们添加2个信号:

AM信号#1+AM信号#2

=[1+m(t)]cos(2πft)+[-1+m(t)]cos(2πft)

=[1+m(t) + -1 + m(t)]cos(2πft)

AM信号#1 + AM信号#2 = [2m(t)]cos(2πft)

从上面知道,当添加AM信号#1和AM信号#2时,可以得到乘法器功能或电路。图21中的示例是将两个“标准”AM电路相加以形成乘法器电路。

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图21:使用双N沟道JFET的乘法器电路示例,可用于生成AM双边带抑制载波信号。

在图21中,AM信号#1由(N沟道JFET)压控电阻器Q1A和放大器U1B实现。当Vmod处于正峰值时,Q1A的漏源极电阻(Rds_Q1A)较低,而当Vmod处于负峰值时,其漏源极电阻较高。因为R13 >> Rds_Q1A,U1B的闭环增益=1+R12/Rds_Q1A,当调制信号的增益增加时,载波信号的增益也增加,反之亦然。U1B引脚7的信号输出提供了AM信号#1。

AM信号#2的实现

为了实现AM信号#2,我们需要反转Vmod和Vcarrier信号。这是通过反相放大器U1A和U2A完成的。U1A通过连接到放大器U2B的压控电阻器Q1B将Vmod反相为第二调制器。反向Vcarrier信号进入U2B的非反相输入端子后,从U2B的输出端子引脚7可以得到AM信号#2。还要注意R7 >> Rds_Q1B。

来自两个调制器的AM信号被加到VR2中,这样可以精确匹配电平以使载波信号无效。要做到这一点,需要在Vcarrier信号仍然导通的情况下关闭Vmod。调整VR2直到载波在Vout处最小。放大器U3A的增益为2,以弥补在VR2处对两个信号求和时的损耗。

VR1可设置FET的偏置电压。在本例中使用LSK489,其偏置电压设置为 -3.25VDC,但也可以尝试其它偏置设置。此外,典型的Vcarrier信号电平在200mV峰峰值范围内,而典型的Vmod最大电平约为550mV峰峰值。

使用TL082运算放大器时,载波频率应<100kHz。

如果使用更高的载波频率,运算放大器可以改为高速运算放大器,如AD827或LT1632。但在使用高频电路时要小心布局。图22显示了Vmod和Vout,其中Vcarrier近似于200mV峰峰值,而Vmod近似于180mV峰峰值。

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图22:图21中的波形Vmod和Vout。

FET也可以配置为有源乘法器。JFET或MOSFET可用于构建模拟均衡乘法器。例如,图23本质上就是MOSFET版本的双极晶体管MC1496乘法器。

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图23:FET版本的MC1496平衡混频器电路。

该电路包括用于上差分对U1A/U1D和U1B/U1C的匹配四通道DMOS晶体管。第二组匹配的DMOS晶体管在两者上与U2A和U2D形成另一个差分对。最后,我们有一个恒定电流源Q1,其偏置电压约为10mA DC,R14上的电压约为1V,100Ω。注意:电源电压可能为±9V。

当混频器的输出经过带通滤波后提供中频(IF)信号时,在射频(RF)应用的模拟乘法器中使用FET具有一定的优势。其中一些优点包括:

1)Vin1和Vin2输入端子均具有高阻抗,因此可以使用具有更高“升压”比的RF匹配网络;

2)与双极晶体管相比,FET在限制前具有更高的动态范围;

3)对外部噪声的敏感度较低;

4)对于SD5000等DMOS晶体管,由于栅漏极电容较低,因此高频串扰最小,更重要的是输入电容较低。

本地反馈电阻R9和R10降低了底部差分放大器对Q2A和Q2D的失真。典型的R9 = R10值的范围为0Ω至1kΩ。

为了理解这个电路,我们可以将它分成两个AM调制器。第一个AM调制器包括U2A、U1A和U1D。第二个AM调制器包括U2D、U1B和U1C。

在乘法器电路的常见配置中,图23中的Vin2是调制信号,Vin1是载波信号。

这里有两个AM调制器,其中第二个调制器具有反向调制和载波信号。原因前面已经讲过:

AM信号#1+AM信号#2

=[1+m(t)]cos(2πft) + [1-m(t)](-1)cos(2πft)

AM信号#1 + AM信号#2 = 2[m(t)]cos(2πft)

对于包括U2A、U1A和U1D的第一个调制器,底部MOSFET U2A提供来自U2A漏极的同相信号电流。也就是说,如果Vin2变为正值或增加,U2A的漏极电流也会增加。当Vin1增加时,U1A的漏极电流也增加。因此,U2A和U1A的漏极电流分别与Vin2和Vin1同相。

现在我们来看第二个调制器的漏极电流U2D和U1B相对于Vin2和Vin1的情况。请注意,U1B和U1A的漏极相加或连接在一起,形成Vout的输出电流。如果我们先看U1B,可以看到它形成了一个差分对U1B和U1C,比起U1A和U1D相对于Vin1的情况,它是以相反的极性连接的。也就是说,U1B的栅极通过R5和C4接地。换句话说,当Vin1增加时,它会使U1C的栅源极电压(Vgs)增加或变得更正。然后U1C的漏极电流增加,但由于U1B的源极连接到U1C的源极,是正的,U1B将开始关闭。这意味着当Vin1增加时,U1B的电流正在减小。

类似地,底部MOSFET U2A和U2D的漏极电流以互补方式工作。Q1的集电极提供的恒定电流等于Q2A和Q2D的漏极电流之和。因此,如果一个漏极电流增加,另一个漏极电流就会减小。例如,如果Q1集电极电流为10mA,当Vin2=0时,处于无信号状态,U2A和U2D的漏极电流均为5mA。现在假设U2A的漏极电流增加到7mA,则U2D的漏极电流减小到3mA,因为两个漏极电流之和为10mA。因此,相对于Vin2增加,U2D的漏极电流会减小。

相对于Vin2和Vin1,与第一个调制器相比,第二个调制器与来自U2D和U1B的相应漏极电流具有相反的相位关系。

因此,我们确实有两个AM调制器,其中第二个调制器满足为调制器和载波信号输入Vin2和Vin1提供反相的约束。在两个调制器的漏极电流相加或增加的情况下,Vout与负载电阻器R4提供了包括Vin1和Vin2的倍增电压。

通过降低漏源极电压实现VGA

仔细观察FET的特征漏极电流与漏源极电压曲线,将注意到跨导ΔID/ΔVGS随着漏源极电压的降低而下降。参见图24,栅源极电压ΔVGS的变化是固定的,但漏极电流ΔID的变化取决于漏源极电压。

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图24:FET的IV特性,当栅源极电压变化相同时,较小的VDS使漏极电流ΔID的变化较小(如VDS1和VDS2上方的粗垂直线段与VDS3和VDS4上方的垂直线段相比)。

在VDS1 < VDS4时,注意ΔID@VDS1 < ΔID@VDS4

跨导 = ΔID/ΔVGS

可以看到,因为漏源极电压VDS→0,所以ΔID→0。这使跨导=ΔID/ΔVGS→0。

因此,如果可以改变漏源极电压,我们就可以改变跨导,从而改变增益。

制造压控放大器的一种方法是将漏极耦合到低阻抗点,比如跨阻运算放大器的反相输入端。通过调节运算放大器非反相输入端的控制电压,可以相应地改变漏极电压(见图25)。

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图25:通过改变U1A的漏极电压来控制放大器的电压。

VR1调节运算放大器U2A同相输入端的控制电压。由于U2A反相输入端的(控制)电压大致不变,因此漏极电压跟控制电压保持一致。通过改变U1A漏极的控制电压,其跨导随之变化,从而可以改变增益|Vout/Vin|的大小。

对于图25中所示的增强型FET,栅源极电压是正向偏置的,因此源极电压大于零。要关断增益,我们只需在VR1滑块上设置电压使其与源电压匹配,电压约为+0.5V至+2.5V,这通常取决于FET。

图25的优点是没有米勒乘法器电容效应,因为U1A的漏极通过U2A的(-)输入端耦合到虚拟AC接地。

为了获得更高的频率,我们可以使用相同的原理来构建一个共源共栅电路,如图26所示。

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图26:带增强型FET的共源共栅压控放大器。

电路基本没变,只是用第二个FET U1B(一个共栅极放大器)取代了运算放大器。由于U1B源极的输入电阻较低(例如1/gm_U1B),因此U1A漏极电压接近恒定电压。U1B的栅极电压也可以视为U1A漏极的来源。

将可选电阻Roptional连接到U1B的源极,以确保它始终导通。实际值可能会不同,但U1B的静态源电流约为1mA,这是一个起点。

由于该电路是共源共栅放大器,因此米勒电容倍增效应最小,该电路非常适合RF应用。例如,它可以用作RF自动或手动增益放大器的一部分。此外,多个电路还可以级联。

VR1可以用AGC(自动增益控制)电压源代替。如果需要更快的AGC动作,C4可以提供更低的值,例如0.1uF。

现在我们看一下图27中的JFET方法。

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图27:共源共栅JFET VCA。

由于JFET是耗尽型器件,即使Q1B的栅极电压为零,也可能无法将增益降低到零,原因是Q1B的源极电压相对于栅极电压始终是正电压。因此,控制范围可能仅限于大约20dB或30dB,而不会将增益完全降低到零。Q1B的源极电压必须足够低,使Q1A的漏源极电压为0V,才能获得零增益。

为了确保增益可以降低到零,Q1B可以用增强型MOSFET或双极型器件(如2N4124,它与Q1B的对应关系为:基极→栅极,发射极→源极,集电极→漏极)代替。

但是,如果使用JFET,可以添加电平移动电压源,如图28所示。当VR1调节到低电压时,确保底部JFET Q1A的漏极和源极两端电压为零。

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图28:LED1提供直流电平移动电压源,以确保增益可降至零。

通过LED1向Q1A的源电阻R2添加正偏置电压,以地为参考的Q1A漏极和源极电压就会上移。例如,如果R2上的压降为1V,则Q1A的源电压约为3.7V,而蓝色或白色LED在2.7V就会导通发亮。这意味着如果Q1A的漏极电压设置为3.7V,增益将变为零。

我们现在可以更容易地将Q1B的源电压设置为+3.7V,使Q1A的漏源电压→0V。

注意:在图25~28中,VR1滑块上的电压可以用调制信号代替。这将在Vin上提供一种幅度调制形式。调制信号可以用作RF混合信号以提供IF信号。负载电阻器R3可以用诸如并联LC滤波器的IF带通滤波器代替。

在这个由五部分组成的系列文章的第四部分中,我们将讨论用变频回转器带通滤波器实现音乐效果调相电路以及音乐效果。

(原文刊登于ASPENCORE旗下EDN美国网站,参考链接:A guide to using FETs for voltage controlled circuits, Part 3。)

《电子技术设计》2018年10月刊版权所有,禁止转载。

本文为EDN电子技术设计 原创文章,禁止转载。请尊重知识产权,违者本司保留追究责任的权利。
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