用于大功率便携式音箱(如拉杆音箱)的音频放大器通常使用锂离子电池供电，这些电池可以从单节电池到串联的几节电池不等。设计人员通常使用升压转换器为音频放大器产生电压，因为音箱的功耗可能超过几百瓦。
出于成本考虑，大功率音频放大器的一种方法是在并联主从配置中使用两个升压转换器，其中从转换器的反馈电压节点接地，其COMP电压节点连接到主转换器的COMP电压节点。由于COMP节点电压决定了功率电感的峰值电流，从转换器会跟踪主转换器产生相同的峰值电流，从而实现两个转换器之间的负载分配。
这种方法在峰值电流平衡方面简单有效。然而，决定实际功率的是与电感峰值电流不同的直流电流。电感值的不匹配不可避免地会导致两个转换器中的直流电流不同，即使它们的峰值电流相同。更糟糕的是，两个转换器中的峰值电流很容易被抵消超过20%，由于固有电路参数容差，因此就会导致更大的电流分配误差。这些固有电路参数容差包括：
- 脉宽调制(PWM)控制器从COMP引脚到PWM比较器的内部电压失调。
- 电流检测电阻以及电流检测放大器的增益(如果适用)。
- 电流检测信号上所叠加的斜率补偿信号。
这就会导致不平衡的功率分配，使一个转换器过热，如果没有采用更昂贵的散热管理方案的话，这种情况就会显著降低系统的整体可靠性。
但是，还有其他选择。本文将讨论简单的均流方案，并提出一种将并联升压转换器之间能将直流均流误差降至最低的方法，包括作为概念验证的实验结果。
均流控制方案及工作原理
图1显示了一种均流控制方案，其中从转换器被迫提供与主转换器相同的负载电流。分配控制电路包括：
- 运算放大器(运放)U1
- 检流电阻器RSN1和RSN2
- 由R1和R3以及R2和R4形成的电阻分压器
- 可选检测滤波电容器C1和C2
- 补偿电容C3，用于稳定分配控制环路
- 分配控制电阻R5
图1：在这种均流控制方案中，从转换器被迫提供与主转换器相同的负载电流。(来源：德州仪器)
假设U1是理想的运放，RSN1=RSN2，R1=R2，R3=R4。如果IO2大于IO1(U1的输出电压)，VC就会增加。因此，FB2电压将会上升，这就会降低VO2和IO2，直到IO2=IO1。类似地，如果IO2小于IO1，电路会强制VO2和IO2增加以达到IO2=IO1。简而言之，IO2会跟踪IO1，以实现平衡的均流。
在稳态下，直流电流IO1、IO2和IOUT满足等式1：
分析电流平衡误差
实际上，没有一个电路参数是完美的。两个因素会给图1所示的电路带来电流分配误差：RSN1、RSN2、R1、R2、R3和R4的电阻值容差，以及U1的输入失调电压和偏置电流。
为了最大限度地减少电流平衡误差，在所有六个位置使用E96系列的电阻(容差为0.1%)会将其对均流误差的影响限制在0.6%以下。
图2：U1等效电路的样子。(来源：德州仪器)
我们来分析一下U1引起的误差。假设U1的输入失调电压为VOS，失调电流为IOS，RSN1=RSN2，R1=R2，R3=R4。经过简单的电路分析后，可以看到由VOS和IOS引起的分配误差，如等式2所示。
∆IO=|IO1–IO2|=1/RSN1(R1+R3)/R3×VOS+R1×IIF) (2)
等式2显示：
- 具有较高VOS和IOS的运放会产生较大的误差。
- 较高的RSN1和RSN2值有助于减少误差。
- 电阻分压器的电压步进比越高，与电压相关的误差就越大。
- 如果R1=R2=0Ω，则由IOS引起的误差就可以消除。
但是，在选择这些器件时还有其他限制。具有超低VOS和IOS的运放通常很昂贵。一个大检流电阻不仅会导致高功耗，而且成本更高。因此，更具性价比的方法是优化电阻分压器的选择。
优化电阻分压器选择
电阻分压器的降压比应该尽可能小。在最好的情况下，运放U1应能将转换器的输出电压作为偏置电源电压。这是因为这样一来就可以移除每个分压器的底部电阻，如图3所示。由于U1的两个输入引脚具有高阻抗，每个分压器顶部电阻两端的压降就可以忽略不计，这就使U1的两个输入能够直接检测电流差。这种直接检测可使检测误差和分配误差最小化。它还消除了电阻分压器中的静态功耗。
图3：显示VOUT何时能为U1直接供电的最佳均流方案。(来源：德州仪器)
如果不把输出电压轨上的开关纹波衰减掉，其就可能影响U1的性能。使用C1和C2与R1和R2组成低通滤波器，就可以降低U1输入端的纹波电压。因此，R1和R2不得为0Ω。在选择R1和R2以及C1和C2的值时必须要进行权衡，以便以最小的成本实现所需的纹波衰减。
并联升压转换器的均流
对于某些升压转换器应用，VOUT可能会超过U1的最大电源电压额定值。因此，U1的偏置电源必须具有较低的电压，例如转换器的偏置电源电压VCC。在这种情况下，必须使用图1中的R3和R4将V1和V2保持在U1的偏置电源电压之下。这样做的缺点是增加了电阻分压器的分配误差和相关的功耗。
为了提高并联升压转换器的性能，图4给出了一种改进的均流控制方案。电流检测元件放置在输入侧。工作原理与图1类似，不同之处在于该方案实现了两个转换器输入电流的分配平衡。
图4：采用并联设置的升压转换器均流方案可提供更好的性能。(来源：德州仪器)
同样，假设U1是理想的运放，RSN1=RSN2，R1=R2，R3=R4，则输入电流IIN、Ii1和Ii2满足等式3。
从E96系列中选择所有六个电阻(0.1%容差)可以将其对均流误差的影响限制在＜0.6%。U1失调电压和电流的影响与前面分析的相同，即用如下所示的等式4可计算出分配误差：
∆IIN=|Ii1–Ii2|=1/RSN1(R1+R3)/R3×VOS+R1×IIF) (4)
由于升压转换器的输入电压低于VOUT，因此可以降低所需电阻分压器的降压比来减小分配误差。如果升压输入电压小于U1的最大偏置电源电压额定值，U1可以直接采用输入电压VIN作为其偏置电源，并且可以移除R3和R4以获得与前面讨论相同的优势。
实验结果
为了验证这个概念，可以在分配控制电路旁边使用两个LM5155升压控制器评估模块，如图4所示。由于转换器的最大输入电压为18V，因此为U1选择LM8261运放可以直接将VIN作为偏置电源，从而消除R3和R4。其他选择包括：
- RSN1=RSN2=10mΩ
- R1=R2=499Ω
- C1=C2=1μF
- C3=100nF
- R5=50kΩ
根据LM8261数据手册，U1的最大VOS为7mV，最大IOS为400nA。因此，如用等式4计算，U1引起的最坏情况最大分配误差为0.72A：
ΔIIN≤1/10mΩ(7mV+499Ω×400nA)=720mA
图5和图6显示了两个典型的实验结果。主从转换器之间的输入均流误差小于120mA，远小于最坏情况下的720mA误差。
图5：VIN=8V和98W负载下进行输入电流分配的显示结果。(来源：德州仪器)
图6：VIN=8V和72W负载下进行输入电流分配的显示结果。(来源：德州仪器)
所提出的概念还应用到了典型拉杆音箱的9~16VIN至50VOUT、300W电源的参考设计中，该参考设计由两个150W LM5155升压转换器组成，采用主从配置。
由于升压转换器的输入电压通常低于输出电压，因此将传感控制电路置于输入侧有助于减少电流分配误差。本文所提出的方案可能是拉杆音箱中所用高升压比升压转换器的一种解决方案。在此类应用中，输入通常是12V电池，输出电压大于40V，因此需要并联升压转换器来支持超过300W的高保真音频放大器，例如TPA3221。通过这种方案，并联转换器可以实现相当平衡的功率分配。
“Power Tips”第105篇文章的作者Youhao Xi是德州仪器(TI)升压转换器和控制器解决方案的应用经理。
(原文刊登于EDN美国网站，参考链接：“Balancing power sharing of paralleled boost converters in speakers”，由Bowen Tan编译。)
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