如果在地和LM317的ADJ引脚之间增加一个电容，可以减少电源产生的流向负载的纹波电流，同时降低负载的阻抗(使其成为一个不太“理想”的电流源)，那么它到底是一个更好还是更坏的“恒流源”？要回答这个问题，还必须考虑到电容也会减慢对PWM占空比变化引起的负载电流变化的响应速度，而答案要取决于具体应用。
即使没有电容，该设计实例(DI)的PWM驱动电路的时间常数和非线性特性在用作交流信号源时也存在局限性。当然，向负载提供交流电流也并非此设计的性能目标。
我在想，如果由合适的控制电流驱动，由LM317以及电阻Rs和Rc组成的子电路是否可以构成此类电路的基础。在图1中，研究这个问题的第一步是仿真一个由U1和Rs1组成的基本LM317电流源来驱动负载RL1，负载电流为10mA。
图1：在仿真和测试台上研究了一系列LM317电路，以确定其是否适合用作电流源。
对电路的宽带PSRR仿真，以欧姆为单位进行测量，将其定义为V1电源的交流电压与流过RL1的交流电流之比。从直流到接近1kHz交流，结果略高于100kΩ，在10kHz时降至略低于10kΩ，到目前为止，一切顺利。接下来，测试了包含U2在内的候选子电路，理想的无限阻抗直流电流源I1(选择该电流源是为了确保子电路性能不下降)设置为使RL2也接收10mA直流电流。我预计这里的PSRR基本相同，但出乎意料的是，从直流到1kHz的阻抗下降到略低于2kΩ，在10kHz时降至略高于100Ω！
仔细观察，LM317的ADJ引脚根本没有电流流过，甚至连数据手册标称的50µA直流电流都没有。因此，也没有任何交流电流流过Rc2和ADJ引脚，进而导致PSRR下降，显然，我用于仿真的LM317资料并不适合测试PSRR。
我进行PSRR基准测试的电路以U3为核心元件。结果与仿真的U1更为接近，但要更好：从直流到1kHz交流为500kΩ，在10kHz时降至360kΩ，在50kHz时降至80kΩ。但在测试期间，我还研究了其他一些事情。
U3电路的工作原理是，从LM317的Vref(OUT和ADJ之间的电压差)中减去Rc3两端的电压降Vdrop，然后在Rs3两端施加Vref-Vdrop。必须注意Vdrop的精度，这已经很有难度了，那么Vref呢？它的极限在哪里呢？
我决定做一些直流测量。我有八个德州仪器(TI)的LM317KCS IC(TO-220封装)，所有IC都有相同的日期代码标记。我使用U4电路，将V4设置为12V DC，测量了每个IC的Vo(OUT)，Vo范围从1.243V到1.263V不等，相差20mV。对于其中一个IC，我将V4设置为15V并持续5分钟，然后设置为25V并保持相同的时间。
经过这些时间后，测量结果显示Vo下降了27mV。这比规格中规定的每1V线路电压变化0.04%的线路调节值(25℃时为5mV)还要高。因此，我重新检查了测量结果，但结果还是一样。从所有这些测量结果中来看，要确定所有电路不同IC、负载电流、直流输入电压和结温下的Vref限值是不可能的。每40天，长期稳定性参数就会给我们带来1%的Vref漂移：12.5mV。考虑到所有这些，我确定规格书中Vref的参考电压限值是1.25V±50mV。那么这种模糊性会产生什么影响呢？
我们确实需要一个可编程电源，所以我们使用U2配置，并暂时不考虑用一个实用的可编程电流源来代替I1。无论电阻值是多少，该电路输送到负载的电流为：
ILoad = Vref / Rs + (Iadj – I1) * Rc / Rs
当I1为零时，ILoad的最大值Imax出现。当要求电路输出Imax/10时，(Iadj–I1)*Rc的理想值应设置为约0.9*Vref。但现在ILoad等于125±50mV，变化幅度为±40%！如果要求低于Imax/10，情况会更糟，因此现在，我们先来考虑图2中的电路。
图2：达林顿管Q1/Q2为0Ω负载V_LOAD提供电流。R2、R5、R4和C2用于确定稳定性，应在组装电路中进行检查。R1用于确定Q1的最小直流偏置。
在图2中，V_Supply提供12V DC电源，V_IN承受10、100和1000mV的直流电压，并通过V_LOAD产生10、100和1000mA的直流电流。原理图中的每个电压源都能产生频率为1、10、100、1000或10000Hz的正弦波，以测试PSRR(图3)、输出阻抗(图4)和信号传输(图5)，但每次只有一个正弦源处于活动状态。
激活时，V_LOAD和V_Supply的正弦幅度峰值为1V，而V_IN的正弦幅度为1mV，因此，当与V_IN承受的三个不同直流电压相加时，净电压和电流将保持为正值。所有仿真测量均为流过V_LOAD的电流。表1列出了流过该负载的仿真直流电流与预期直流电流的关系。
图3：V_LOAD测量三种不同直流电流的PSRR阻抗(以欧姆为单位)与频率的关系。阻抗越高，电流源越接近理想状态。(曲线上的点表示仿真测量值。)
图4：V_LOAD在三种不同直流电流下的阻抗(单位为欧姆)。阻抗越高，电流源越接近理想状态。曲线上的点表示仿真测量值。
图5：从V_IN到V_LOAD的传输阻抗(欧姆)随频率变化的关系。设计目标值为1.0000。曲线上的点表示仿真测量值。
| 预期电流，mA | 场效应晶体管输出电流，mA |
| 10 | 10.011 |
| 100 | 100.009 |
| 1000 | 999.987 |
表1：电路的期望直流电流和仿真直流电流。运算放大器输入偏移电压和电路的其他方面会产生误差，此处未作说明。
AD4084-2运算放大器的最差输入失调电压为300µV，两者合计可能给负载带来高达±600µA的误差，此外，还需要考虑电阻Rc1、Rc2和RsM的容差。2N3906的有限beta值可能会从负载中“窃取”高达10µA的电流，用BC857C替换它可以显著降低这个数字。而且，我特意避免讨论如何生成由电压源V_IN产生的信号，毫无疑问，这些信号本身也会产生精度误差。但本DI的目标是研究能够处理交流和直流电流的潜在电源，我相信这里介绍的方案值得考虑。
(原文刊登于EDN美国版，参考链接：A high-performance current source，由Ricardo Xie编译)
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